Am adó clc modulációval. Párhuzamos anód-árnyékolás moduláció

Az amplitúdómodulációnak számos hátránya van. A rossz energia, a rádióinterferenciára való érzékenység, az AM jelek vétele szinte mindig sziszegéssel jár együtt, ..., ezért a legtöbb rádiókommunikációs rendszerben az AM-t régóta felváltotta az egyoldalsávos és frekvenciamoduláció. Az AM-nek azonban van két előnye, amelyeknek köszönhetően a sikertelen digitalizálási kísérletek ellenére is használják a KSDV külföldi műsorszórásában. Először is egy nagyon egyszerű és olcsó vevőre van szükség az AM jel vételéhez. A rádiókommunikációs rendszerekben a rádióvevők száma általában megegyezik a rádióadók számával, és például egy egysávos vevő felépítésének bonyolultsága a rendelkezésre álló egysávos adó hátterében. ugyanaz a rádióállomás kialakítása, nem játszik szerepet. Ezzel szemben a műsorszórásban, ahol milliószor több vevő van, mint adó, a vevő egyszerűsége (és ára) teljes mértékben meghatározza az iparág gazdaságosságát és az adások hallgathatóságát. Másodszor, amikor az AM jel szintje zajra süllyed, nemcsak az emberi beszéd érthetősége és természetessége őrződik meg, hanem még a zenei művek felismerése is. Mindkét előnyt még egyetlen más modulációs rendszer sem múlta felül azonos frekvenciatartományban. Tehát az AM még sokáig élni fog a rádióban. Ahogy azonban a rádiócsövek az erős adók végfokozatában! Sajnos a tranzisztorok nagyon kényelmetlenül érzik magukat ott.

Az AM hatékony kialakítása a rádióadó kimeneti szakaszában történik a tápfeszültségek változtatásával a képernyő rácsán és a lámpa anódján. Ugyanakkor a vivőképzési út, beleértve a végfokozatot, lehet nemlineáris (B és C osztályú módok) vagy akár digitális (D, E, F osztályú módok). Az adó ezen felépítése megkönnyíti a gyártást, mivel a digitális áramkörök 100%-os ismételhetőségűek, és nem igényelnek beállítást (kivéve E). Lapunkban például már megjelent egy közepes hullámú sugárzásra tervezett kis teljesítményű AM adó digitális útja, beleértve az előkimeneti fokozatot is. A gerjesztőben generált AM jel alacsony szintű lineáris erősítése (ahogyan az egyoldali modulációnál megszokott) nehezen állítható lineáris utat igényel, a kimenő teljesítményt 4-szeresére csökkenti, a hatásfoka pedig 20%-nál kisebb. . Ha a 100 wattos SSB adó-vevő tisztességes (nem vonalút erősített) AM-vel rendelkezik, akkor a jelteljesítmény vivő módban 100 watt, a moduláció csúcsán pedig 400 watt. Így megelégszik a legjobb esetben is 25 wattos átlagos teljesítménnyel, ugyanakkor az adó-vevő ugyanannyit fogyaszt az áramforrásból, mint teljes teljesítménnyel SSB módban.

Valójában az anódáram első felharmonikusának rádiófrekvenciás összetevőjének változása, és ennek eredményeként az oszcilláló áramkör feszültsége U a1 = I a1. Az R k , a kimeneti cső árnyékoló rácsán lévő feszültség modulációval történő időbeli változásával jön létre. Annak érdekében, hogy a lámpa anódja a kimeneti feszültség alacsony amplitúdója mellett ne melegedjen túl (a hatékonyság növelése érdekében), az anód tápfeszültségét is a modulációval időben megváltoztatjuk, így az anódáram bármely értékénél az áramkör RF feszültségének 110-120%-a legyen. Ez az anód-screen moduláció (AEM) elve (1. ábra).

Van még egy fontos AEM szabály: a modulációs jel bármely értékénél a lámpa árnyékoló rácsának feszültségének kisebbnek kell lennie, mint az anód feszültsége, és ugyanazt az arányt kell fenntartania vele, mint a moduláció hiányában. Ezt a szabályt az áramkörökben be kell tartani, hogy a távadó működése közben ne lehessen megsérteni, különben a végfok lámpája meghibásodik a képernyő rácsán. A rács egyszerűen elolvad.

Az állandó tápfeszültségek változó modulálókkal való összegzése legalább kétféle módon valósítható meg. Az első, legegyszerűbb, ami azonnal eszünkbe jut, az az, hogy sorba kell kötni két feszültségforrást - egy állandó tápellátást E a vagy E g2 és egy váltakozó U am vagy U g2 m modulációs jelet, a 2. ábrán látható módon. rendben, kivéve két komoly "DE". Először is, az anódáram állandó összetevője folyik át a moduláló feszültségforráson. Ez azt jelenti, hogy a kimeneti modulációs transzformátornak előfeszítéssel kell működnie (és közel kétszer akkora magkeresztmetszettel és nem mágneses hézaggal), vagy az előfeszítő áram kompenzálásához a modulátor kimeneti fokozatának egy- véget ért, és A osztályú üzemmódban működik (ez még mindig egy tűzhely!). Ha a watt egységekben megadott teljesítményekről beszélünk, akkor ez technikailag teljesen megvalósítható. Ha az adónak tíz és száz watt teljesítményűnek kell lennie, akkor a modulációs transzformátor mérete és költsége jelentősen megnő. Második "NO": A modulációs transzformátor nagy potenciális anódfeszültségen van. Ezért nagyfeszültségű szigetelést kell elhelyezni a tekercsei között, ami súlyosan megnehezíti a transzformátor tervezését és növeli a meghibásodás kockázatát. Ennek eredményeként egy ilyen transzformátort minden tervezett távadóhoz egyedileg kell kiszámítani és legyártani, és műszaki és gazdasági okokból nem lehet egységesíteni. Vagyis a séma látszólagos egyszerűsége komoly technológiai nehézségekké válik.

Emlékezve azonban Kirchhoff második törvényére és a feszültségek hozzáadására egy közös terhelésre, minden forrás áramkörében két reaktancia felhasználásával, rajzolhat egy párhuzamos összegző áramkört (3. ábra). A rendszer bonyolultabbá vált. Két további LC lánccal rendelkezik. Viszont a modulációs transzformátor már nulla potenciálon van és nincs torzítása!!! Vagyis minőségeként használhatsz szabványos kimenetet vagy akár teljesítménytranszformátort is, nem pedig magad tervezed és tekerheted. Az induktivitások elkerülhetetlen előfeszítése a transzformátortól a kisfrekvenciás fojtótekercsekre ment át, amelyek szintén léteznek szabványosan, és ezeket sem kell külön feltekerni. A leválasztó kondenzátorokban nagy potenciálkülönbség ment, ami jellemző rájuk. Mint ez. Kis átgondolással, kissé bonyolítva az áramkört, leegyszerűsítheti a megvalósítást és növelheti a megbízhatóságot!

Áramköri elemek számítása. Kiindulási adatok a számításhoz: a modulációs frekvenciák sávja, az Ua anód tápfeszültségei, az Ug2 védőrács és az Ia és Ig2 adó kimeneti fokozatának fogyasztási áramai. Végezzük el azonnal a számítást egy konkrét példán. Legyen F min = 50 Hz, F max = 8000 Hz (AM sugárzott, 16K0A3EGN emissziós osztály), az anód tápfeszültsége 400 volt, az árnyékoló rács feszültsége 175 volt. Az áramfelvétel az anódáramkörben 300 mA, a képernyőrács áramkörében 30 mA. Egy pár 6P45S lámpa viszonylag könnyű üzemmódban felismerhető.

Anód áramkör.

A modulátor egyenértékű terhelési ellenállása az anódáramkörben:

1. Ra = Ua/Ia; vagy számokban: Ra = 400 / 300 = 1,333 kΩ.

Alacsonyabb Fmin modulációs frekvenciánál a frekvenciaválasz 3 dB-es blokkolása elfogadható. Ezért az anódmodulációs fojtótekercs X LDr1 induktív ellenállásának legalább Ra-nak kell lennie. Így:

2. L Dr1 \u003d Ra / (2 π Fmin) \u003d 1333 / (2 * 3,14 * 50) \u003d 4,24 G. Vegyük margóval L Dr1 \u003d 5 G.

Állítsuk be a maximális működési modulációs tényezőt m. m = 100%-nál nagy a valószínűsége a túlmodulációnak és a torzításnak, ezért feltételezzük, hogy a maximális üzemi modulációs mélység (ún. „szinusz módban” - hangonkénti hangolás) 90%. Azután:

3. Ua m \u003d Ua * m = 400 * 0,9 \u003d 360 volt.

Mivel azonban a minimális csúcstényező (a leghangosabb hang modulációs feszültségének az átlagos szinthez viszonyított aránya) a beszéd és a zene esetében soha nem kisebb 3-nál (szimfonikus zenei koncerteknél a csúcstényező elérheti a 7-et), az átlagos modulációs mélység lesz:

4. m cf \u003d m / q \u003d 0,9 / 3 \u003d 0,3 vagy 30%

Ennek megfelelően az átlagos modulációs feszültség az anódáramkörben:

5. Ua m cf \u003d Ua * m cf \u003d 400 * 0,3 \u003d 120 volt.

A Dr1 fojtótekercsen működési módban két áram folyik át: egy állandó 300 mA és egy váltakozó áram, amelyet az átlagos modulációs feszültség és a fojtótekercs reaktanciája határoz meg az alacsonyabb modulációs frekvencián. Fontos, hogy a maximális áramértéknél az induktor ne legyen mágnesezett. Ezért a modulációs csúcsfeszültséget m = 0,9-nél tekintjük.

6. Az áram amplitúdója I Dr1 ~ = Uam / (2 π Fmin L Dr1) = 360 / (2 * 3,14 * 50 * 5) = 0,229 A.

Az induktoráram maximális értékének megválasztását a simító szűrőkörökkel ellentétben nem a hőhatás, hanem a maximális áramamplitúdó szerint kell megválasztani, hogy az induktor a moduláció csúcsain ne mágnesesedjen el. jel. Figyelembe véve a 3 dB-es kigurulást az alacsonyabb üzemi frekvencián, az áramérték, amelyre az anódfojtót tervezni kell:

7. I Dr1 = Ia + I Dr1 ~ * m * 0,707 = 300 + 229 * 0,9 * 0,707 = 446 mA.

A "D" sorozat szabványos alacsony frekvenciájú fojtótekercseinek táblázata szerint a D48-2,5-0,4-et választjuk. Paraméterei: induktivitás 2,5 henry 400 mA üzemi áram mellett, aktív ellenállás 54 Ω, a hálózati frekvencia maximális váltakozó feszültsége a tekercsen, a maximális üzemi áram mellett, 11 volt (amplitúdó - 15,6 V). Így a D48 induktor csúcsáramértéke: 0,4 + 15,6 / (2 * 3,14 * 50 * 2,5) = 420 mA. Az áram amplitúdójának túllépése a maximális érték felett - 26 mA vagy 6,2%. Vagyis a moduláció csúcsán nem 1,6 Tesla lesz az indukció a magban, hanem 6,2%-kal több, azaz 1,7 Tesla. Az 1,6-1,7 Tesla szalagos mágneses áramkörök mágnesezési grafikonjának területét már jelentős nemlinearitás jellemzi, bár a mag még nem telített. Ha azonban az alsó modulációs frekvencia nem 50 Hz, hanem 6,2%-kal magasabb, azaz 53 Hz (rádióvevőről hallgatva ez gyakorlatilag nem észrevehető), akkor nem lesz belépés a nemlineáris régióba. A modulációs jel bemeneti szűrőjében azonban a modulátorra való adás előtt gondoskodni kell a frekvenciaválasz további 6,2%-os blokkolására az alacsonyabb működési frekvencián. Választhat azonban szándékosan nagy üzemi áramú fojtót, például D47-1,2-0,56, és 4 darabot köthet sorba. Ha ennek ellenére D48-2,5-0,4-re hagyjuk a választást, akkor 5 G induktivitás eléréséhez két ilyen fojtótekercset kapcsolunk be sorba. Az anód tápfeszültségesése a kompozit induktor aktív ellenállásán (két sorba kapcsolt D48) a következő lesz:

8. U Dr1 \u003d Ia * 2 * R Dr1 \u003d 0,3 * 2 * 54 = 32,4 V.

Így az egyenirányító kimenetéből származó szükséges anódfeszültség, figyelembe véve az induktor veszteségeit, a következő lesz:

9. Ea \u003d Ua + U Dr1 \u003d 400 + 32,4 \u003d 433 V.

A Cp1 leválasztókondenzátor a távadó Ra anódáramkör aktív ellenállásának és az X LDr1 modulációs fojtótekercs induktív ellenállásának párhuzamos kapcsolására szolgál, melynek modulja:

10. Za = √1/(1/R 2 a +1/X 2 LDr1) = √1/(1/1333 2 +(2*3.14*50*5) 2) = √1/(1/1333 2 +1 /1571 2) = 1016Ω.

Alacsonyabb Fmin frekvencián az X Cp1 reaktancia nem lehet nagyobb Za 1/5-énél. Ilyen módon:

11. Cp 1 \u003d 5 / (2 π Fmin Za) \u003d 5 / (2 * 3,14 * 50 * 1016) \u003d 15,7 uF.

A szabványos 20 mikrofarad teljesítményt 600 V-on és az MBGO-2 kondenzátor típusát alkalmazzuk.
Az anódfojtó közvetlen közelében elhelyezett Sat 1 blokkolókondenzátor az anód-egyenirányító szűrőjének kimeneti kondenzátorával párhuzamosan csatlakozik. Ezért, bár kapacitív reaktanciájának 20-50-szer kisebbnek kell lennie, mint a Za, ennek ellenére a modulátorban be lehet állítani egy minimális kapacitásra, például Cp 1-re, és az Ea egyenirányító szűrő kimeneti kondenzátora vegye át a maradék kapacitást. A lényeg az, hogy teljes kapacitásuk ne legyen kisebb, mint

12. Szo összesen \u003d (20 ... 50) / (2 π Fmin Za) \u003d (20 ... 50) / (2 * 3,14 * 50 * 1016) \u003d (63 ... 157) μF.

Vagyis ha Sat 1-ként beszerel egy 20 uF-os kondenzátort, és például az egyenirányító kimenetére két sorba kötött 150 uF-os elektrolitkondenzátort szerelnek fel 75 uF összkapacitással, akkor minden rendben lesz. . Nos, vagy 600 voltonként 50 vagy 100 mikrofarad található a modernebb típusokból, például a K75-40b-ből.
A modulátor által az adó anódáramkörének adott teljesítmény m = 90%, figyelembe véve a kompozit modulációs fojtótekercs aktív ellenállásában bekövetkezett veszteségeket:

13. pm a = U 2 óra / (2 * Ra) + (I Dr1 ~ / q) 2 * 2 * R Dr1 \u003d 360 2 / (2 * 1333) + (0,054 /) 2 * 2 * 54 \u003d 48,6 + 3,5 = 52,1 watt.

m = 1 esetén ez a teljesítmény 64 W lenne, m = 0,3 esetén pedig csak 5,7 W lenne szükséges.

Képernyő rács áramkör.

A modulációs linearitás érdekében ugyanazt a feszültségarányt kell fenntartani az alsó csúcson (minimális Ua min és Ug 2min feszültségeknél), mint a nyugalmi üzemmódban. vagyis

14. Ua / Ug 2 \u003d Ua min / Ug 2 min \u003d 400 / 175 \u003d 2,29

m = 0,9 esetén a minimális feszültség az anódon

15. Ua min \u003d Ua - Ua m \u003d 400 - 360 \u003d 40 volt.

Ezért a képernyőrács minimális feszültségének 90%-os modulációnál a következőnek kell lennie:

16. Ug 2 perc \u003d Ua min / 2,29 \u003d 40 / 2,29 \u003d 17,5 V.

Ily módon

17. Ug 2 m \u003d Ug 2 - Ug 2min \u003d 175 - 17,5 \u003d 157,5 V, az effektív érték pedig 111,4 V.

Mivel a modulációs transzformátor terhelése az árnyékoló rács áramkörében elhanyagolható az anódáramkörhöz képest (a teljesítmény tízszer kisebb), a számítás eltér az anód modulációs áramkörétől. Az árnyékoló rácsáramkör paramétereit a modulációs transzformátor teljes terhelése alapján választjuk ki. A modulátor ekvivalens terhelési ellenállása a képernyő rács áramkörében, az anódáramkörből újraszámítva a következő lesz:

18. Rg 2e = Ra / (Ua / Ug 2) 2 = 1333 / 2,29 2 \u003d 254 Ω;

Ez az ellenállás határozza meg az induktor szükséges induktív ellenállását, amely a képernyőrács-áramkörrel párhuzamosan kapcsolva nem befolyásolhatja az áramkör frekvenciaválaszát, azaz legalább 5-ször nagyobbnak kell lennie, mint az eredeti:

19. L Dr2 \u003d 5 Rg 2e / (2 π Fmin) \u003d 5 * 254 / (2 * 3,14 * 50) \u003d 4,04 G. A standard érték 5 G.

Az induktor induktív reaktanciája alacsonyabb modulációs frekvencián a következő lesz:

20. X LDr2 = 2 π F min L DR2 = 2 * 3,14 * 50 * 5 = 1571 Ω.

A képernyő rácsáramkör ellenállása

21. Rg 2 = Ug 2 / Ig 2 = 175 / 30 \u003d 5,833 kΩ.

Jól látható, hogy az Rg 2 >> Rg 2e, (5833 >> 254) és a modulációs transzformátor szinte alapjáraton működik az árnyékoló rács áramköre mentén. Az Rg 2 ellenállás határozza meg a képernyő rácsmodulátor által fogyasztott teljesítményt:

22. Pm g2 \u003d U 2 g 2 m / (2 * Rg 2) \u003d 157,5 2 / (2 * 5833) \u003d 2,1 W.

Hasonlóképpen,

23. ha m = 1; Pm g2 = 2,65 W és m = 0,3; Pm g2 = 0,24 W.

A képernyőrács áramának korlátozása (a lámpa védelme terhelési eltérés esetén), valamint a modulációs áramkör rezonanciajelenségeinek megakadályozása érdekében soros ellenállást kell csatlakoztatni az induktorhoz, amelynek értéke X LDr2 vagy több. R \u003d X LDr2 esetén a kapott RL áramkör impedanciamodulja a következő lesz:

24. Zg 2 \u003d X LDr2 * √ 2 \u003d 2222 Ω

Ennek megfelelően a váltakozó moduláló áram amplitúdója az RL áramkörben:

25. I Dr2 ~ = (Ug 2 m m) / Zg 2 = (157,5 * 0,9) / 2222 = 0,064 A.

És a csúcsáram az induktoron keresztül lesz

26. I Dr2 = Ig 2 + I Dr2 ~ = 30 + 64 = 94 mA.

D22-5-0,1 szabványos fojtószelepet választunk. Paraméterei: 5 henry induktivitás 100 mA üzemi áram mellett, aktív ellenállás 326 Ω, ha a tekercsek sorba vannak kötve.

27. Mivel a D22-5-0.1-nek már van 326 Ω-os saját aktív tekercsellenállása, hozzá kell adni R = X LDr2 - R Dr2 = 1571 - 326 = 1245 Ω.

A szabványos magasabb névleges teljesítmény 1,3 kΩ.
A Cp2 leválasztó kondenzátor a Zg 2, = 2,222 kΩ induktorkör komplex ellenállásának (fázis = 45 °) és az Rg 2 = 5,833 kΩ védőrács aktív ellenállásának párhuzamos kapcsolására szolgál, amelynek teljes ellenállási modulusa, a fázist figyelembe véve a következő:

28. Zg 2Rg2 = √1/[(1/Rg 2 + cos / Zg 2) 2 + (sin / Zg2) 2 ] = √1/[(1 / 5,833 + 0,707 / 2,222) 2 + (0,707 / 2,222) 2 = √1/(0,24 + 0,1) = 1,715 kΩ

Alacsonyabb Fmin frekvencián az X Cp2 reaktancia nem lehet több, mint a Zg 2Rg2 1/5-e. Ilyen módon:

29. Cp 2 \u003d 5 / (2 π Fmin Zg 2Rg2) \u003d 5 / (2 * 3,14 * 50 * 1715) \u003d 9,3 μF.

A szabványos 10 mikrofarad teljesítményt 300 V-on és az MBGO-2 kondenzátor típusát alkalmazzuk.
Az R ellenállás közvetlen közelében elhelyezett Sb2 blokkolókondenzátor párhuzamosan csatlakozik a képernyő egyenirányító szűrő kimeneti kondenzátorával. Ezért bár a kapacitív reaktanciájának 20-50-szer kisebbnek kell lennie, mint a Zg2, ennek ellenére a modulátorban be lehet állítani minimális kapacitásra, például Cp 2-re, és az egyenirányító szűrő kimeneti kondenzátora pl. veszi a maradék kapacitást. A lényeg az, hogy teljes kapacitásuk ne legyen kisebb, mint

30. Szo összesen \u003d (20 ... 50) / (2 π Fmin Zg 2) \u003d (20 ... 50) / (2 * 3,14 * 50 * 2222) \u003d (29 ... 72) μF.

Vagyis ha egy 10 uF-os kondenzátort telepít Sat 2-ként, és például egy 47 uF-os kondenzátort az egyenirányító kimenetére, akkor minden a lehető legjobban fog működni. Nos, vagy ha nem szereted az elektrolitokat, akkor rakhatsz egy 30 mikrofarados kondenzátort 300 voltos MBGO-2-re. Egy adott áramkör megtervezésekor ezek a tervezési arányok referenciaként szolgálnak, amelyeket nem szabad megsérteni, míg az áramkör megvalósítása az alkalmazott teljesítménytranszformátor típusától és az egyenirányító áramkörtől függően eltérő lehet. A kívánt hullámossági tényezőt biztosító simítószűrők kiszámításakor előfordulhat, hogy a kondenzátorok kapacitásai nagyobbak a számítottnál, és akkor ezeket megfelelően nagyra kell állítani. m = 0,9 (és alacsonyabb, 50 Hz modulációs frekvencia esetén) a modulátor teljesítményvesztesége az áramkör aktív ellenállásán:

31. R RDr2 \u003d I 2 Dr2 ~ * (R + R Dr2) \u003d 0,064 2 * (1300 + 326) / 2 = 3,33 W.
32. m = 1-nél РRDr2 = 4,1 W és m = 0,3; Р RDr2 = 0,37 W.
33. Ezenkívül 0,064 2 * 1300 = 2,66 W m = 0,9; 3,29 W, m = 1; 0,3 W, m = 0,3

ezek közül az R ellenállás 50 Hz-es modulációs frekvencián disszipálja. A modulátor által a képernyőrács-áramkörre leadott teljesítmény 90%-os modulációs mélységben és szinusz üzemmódban (q = 1):

34. Pm g2Rdr2 \u003d Pm g2 + P Rdr2 \u003d 2,1 + 3,33 \u003d 5,43 W.

A modulátor teljes teljesítménye 90%-os modulációs mélységnél és q = 1 esetén:

35. Pm \u003d Pm a + Pm g2Rdr2 \u003d 52,1 + 5,43 \u003d 57,5 ​​W.

Az 50 Hz-es 100%-os szinuszmodulációhoz modulátor teljesítményre lesz szükség

36. PM = 64 + 2,65 + 4,1 \u003d 70,8 W.

A frekvencia növekedésével az R ellenálláson keresztüli teljesítményveszteség lineárisan csökken. Az adó normál működése közben társalgási és zenei programokon (q = 3) a modulátortól szükséges teljesítmény: 5,7 + 0,24 + 0,3 = 6,24 watt. És figyelembe véve a modulációs transzformátor hatékonyságát - 6,9 W. Itt érdemes figyelni a modulátor teljesítményének a modulációs mélységtől való kvadratikus függésére. Feltűnő az átlagos modulációs teljesítmény 10-szeres különbsége normál működés közben valódi zenei és társalgási jel esetén - 6,9 W, szinusz üzemmódban és 100%-os moduláció esetén pedig több mint 70 W. Ezért az AM adómodulátornak nem kell maximális folyamatos teljesítményt biztosítania szinusz üzemmódban. A lényeg az, hogy a modulációs jel csúcsain a végfok anód tápfeszültségével megegyező kimeneti feszültség amplitúdót tud biztosítani. Az AEM-hez szinte minden viszonylag kis teljesítményű (20-60 W körüli) modulátor alkalmas, amely képes a maximális modulációs feszültség leadására, és ellenáll a rövid távú áram túlterhelésnek. Ebben az üzemmódban a tranzisztoros és különösen a transzformátorkimenettel rendelkező UMZCH csöves nagyon jól tud működni. A transzformátor nélküli kimenettel rendelkező integrált UMZCH áramkörök sajnos nem biztosítanak feszültségcsúcsokat kisebb teljesítményen, és használatuk során az UMZCH mikroáramkört a modulátor maximális teljesítményére, azaz 80 W-ra kell tervezni, figyelembe véve a moduláció hatékonyságát. transzformátor. A képernyőrács egyenfeszültség-ellátásának csökkenése az R Dr2 induktor aktív ellenállásán és az R kiegészítő ellenálláson:

37. U RDr2 = Ig 2 * (R + R Dr2) \u003d 0,03 * (1300 + 326) \u003d 49 V.

És a képernyő rács áramkörének tápfeszültsége az egyenirányító kimenetén legyen:

38. Pl. 2 \u003d Ug 2 + U Rdr2 \u003d 175 + 49 \u003d 224 volt.

Az R ellenállás által disszipált egyenáram a következő lesz:

39. I 2 g2 * R = 0,03 2 * 1300 \u003d 0,9 W.

Figyelembe véve, hogy a modulátor teljesítményének egy része még mindig disszipálódik rajta, m = 0,3-nál, az R ellenálláson a teljes teljesítménydisszipáció:

40. P R \u003d I 2 Dr2 ~ * R + I 2 g2 * R = 0,3 + 0,9 \u003d 1,2 W.
41. Azonban 90%-os modulációval 50 Hz-en ez az ellenállás eloszlatja a PR90 = 0,3 + 3,29 = 3,6 W értéket.

Nagy tartalékkal választunk ki két 2 W teljesítményű és 2,7 kΩ névleges értékű ellenállást párhuzamosan. Típus: MLT vagy S2-23 - 2 W - 2,7 kΩ ± 5%. Mivel az 1,35 kΩ névleges érték eltér a számított 1,3 kΩ-tól, akkor újra kell számítani a képernyőrács áramkörének tápfeszültségét:

42. U RDr2 \u003d Ig 2 * (R + R Dr2) \u003d 0,03 * (1350 + 326) = 50,3 V.
43. Pl. 2 \u003d Ug 2 + U Rdr2 \u003d 175 + 50 \u003d 225 volt.

Alacsonyabb, 50 Hz-es modulációs frekvencián, a 100%-ot elérő csúcsoknál 4,2 W teljesítmény disszipálódik a kompozit ellenálláson, de mivel ez az üzemmód nem szabványos és gyakorlatilag elérhetetlen az adó működésében, ezért az ilyen rövid távú burst. két, egyenként 2 wattos ellenálláshoz 1,2 W-ot meg nem haladó átlagos teljesítmény mellett teljesen elfogadható.

modulációs transzformátor. Fenn kell tartania az átviteli karakterisztika linearitását a modulációs feszültségek teljes tartományában. Névleges üzemmódban (90%-os modulációs tényezővel) az anód tekercsén 360 V feszültségamplitúdójú, a képernyő tekercsén (az anód része a csap előtt) pedig 157,5 V feszültségamplitúdójú. Ugyanakkor kívánatos, hogy a transzformátor 10%-os feszültségtúlterhelést tegyen lehetővé a modulációs csúcsoknál 100%-ig.

Számítsuk át ezeket a feszültségeket hatékonyakká. 254,6 V-ot és 111,4 V-ot kapunk.

Az iparágunk által gyártott szabványos transzformátorok paramétereit vizsgálva szembetűnő az egyezés a TAN és TN sorozatú teljesítménytranszformátorok hálózati tekercseinek számított feszültségértékeivel. Az ezekhez a transzformátorokhoz rendelkezésre álló két hálózati tekercs 127 V-os névleges feszültségű, és 110 V-os leágazóval rendelkezik.

Mindkét tekercset sorba kapcsolva 254 voltos feszültséget kapunk, az egyik tekercs csapjából pedig 110 voltot. Szerintem nagyon pontos a meccs! A VT transzformátorok azonban további csapokkal rendelkeznek a hálózati tekercselésen, ami lehetővé teszi az anód és az árnyékoló modulációs feszültségek arányának pontos kiválasztását más típusú rádiócsövek esetében.

Most erővel. Mivel a szinuszos üzemmód 90%-os modulációnál szabványos, a transzformátornak 58,2 watt teljesítményátvitelt kell biztosítania.

Modulációs transzformátorként egy szabványos ТН46-127/220-50 teljesítményváltót választunk. Mivel a transzformátorok reverzibilisek, "kimenetről bemenetre" fogjuk használni.

Paraméterei (4. ábra):

Mivel a hálózati feszültség hosszú távú normalizált eltérése a névleges érték ± 10%-a lehet, a teljesítménytranszformátort nem csak 10%-os túlterhelésre, hanem a névlegesnél 10%-kal magasabb feszültségű normál működésre is tervezték. És egy ilyen transzformátorral ellátott modulátor könnyen 100% -os modulációt biztosít alacsonyabb, 50 Hz-es működési frekvencián. A modulációs transzformátor hat voltos tekercseinek sorba kapcsolásával azt kapjuk, hogy m = 0,9 modulációs tényező mellett a modulátor teljesítménye Pm = 58 W és a négy tekercs névleges feszültsége Um = 25,2 volt, a bemeneti ellenállás A váltóáram modulációs jeláramkör a következő lesz:

1. Rm \u003d U 2 m / Pm \u003d 25,2 2 / 58 \u003d 11 Ω.

Más szóval, ha van egy közönséges háztartási UMZCH-ja, amelynek teljesítménye 30-80 W, amely egy 8, 12 vagy 16 Ω ellenállású oszlopon 24-28 V feszültséget tud kifejleszteni, akkor használhatja az AM adó modulátoraként.

A RÁDIÓ magazinban 2005-től 2008-ig általam közzétett TAN és TN transzformátorokkal ellátott UMZCH nyomócsöves áramkör nem más, mint a kis teljesítményű AM műsorszóró adók számára kellemes, csőszerű hangzású modulátorok előzetes publikációja. Csak be kell vezetniük egy frekvenciamenet-korrekciót, hogy a felső modulációs frekvencia Fmax = 7,5 ... 8 kHz mellett 3 dB-es vágási küszöb figyelhető meg, és be kell szerelniük egy legalább 40 dB-es elnyomású résszűrőt 9-es frekvencián. kHz-en, hogy biztosítsa a 16K0A3EGN sugárzási osztályt a nemzetközi rádiószabályzattal összhangban. A "Kezdőknek" rovatban megjelent UMZCH cső 6N23P és 6P43P pedig egy 25 wattos sugárzó modulátor egy kezdő egyéni rádiós műsorszóró számára, kétszáz diákon tesztelték, és akár egy humanitárius egyetem újonca számára is gyártható. .

A számítási példánkban szereplő tápegységnek 433 voltos anódfeszültséget kell biztosítania 300 mA áramerősség mellett, és 200 voltos képernyőtápfeszültséget 30 mA áramerősség mellett. Az egyenirányító simítószűrőiben ugyanazokat a fojtókat használjuk, mint a modulációs sémában: D48-2,5-0,4 és D22-5-0,1.

Az egyenirányító és simító szűrők számítását a rádióamatőr kézikönyvei tartalmazzák.

Erőátviteli transzformátorként a szabványos TA199-220-50-et használjuk (5. ábra):

Mivel a meglévő transzformátornak hat tekercselése van 80 és 20 voltos feszültséggel, lehetőség van két híd egyenirányító használatára, külön az Eg2 árnyékolási feszültséghez, és ehhez hozzáadjuk a fennmaradó tekercsek egyenirányított feszültségét, hogy megkapjuk az Ea anód névleges értékét. , ezzel csökkentve az egyenirányítók és simítószűrők üzemi feszültségét, ami nagyon kényelmes. Ebben az esetben az Ea és Eg2 tápfeszültségek arányát a transzformátor tekercseinek bekapcsolásával a rendszer automatikusan megkapja, és a hálózati feszültség ingadozása esetén megmarad. Tehát ez az áramkör nem igényel feszültségstabilizálást. Rajzoljunk egy teljes diagramot:

Az izzófeszültséget és az előfeszítő feszültséget külön transzformátorról kell a távadó végfokozatának lámpáira rávezetni, és egy-két perccel korábban be kell kapcsolni, mielőtt az anód- és képernyőfeszültséget rákapcsolnák.

A CLC modulátor TLG módban negatív feszültséget kapcsol az L2 lámpa bal felének rácsára, blokkolva a lámpát. Ebben az esetben az R1 ellenállás nagy pozitív feszültsége kinyitja az L2 jobb felét, ami biztosítja, hogy az L1 képernyőrács pozitív feszültséget kapjon. TLF üzemmódban történő működés esetén az L2 lámpa bal felének rácsára érkező alacsony frekvenciájú jel annak anódáramának változását okozza.

Ennek eredményeként az L2 lámpa jobb felének anódárama és az L1 lámpa képernyőfeszültsége megváltozik, ami modulált jel megjelenéséhez vezet az adó kimenetén A CLC modulátor gyakorlatilag nem igényel beállítást. Csak az R3 potenciométerrel kell beállítani az L1 lámpa anódáramát csendben TLF üzemmódban, amely megegyezik a TLT módban lévő anódáram értékének 20-25%-ával. Ha ez nem érhető el, növelje meg az előfeszítési feszültséget vagy csökkentse az L1 lámpa gerjesztési feszültségét. A CLC modulátor már régóta rádiós használatban van. A moduláció minőségét minden esetben pozitívan értékelték a tudósítók.