Am emițător cu modulație clc. Modulație paralelă anod-scut

Modulația de amplitudine are multe dezavantaje. Energia proastă, susceptibilitatea la interferențe radio, recepția semnalelor AM este aproape întotdeauna însoțită de șuierat, ..., prin urmare, în majoritatea sistemelor de comunicații radio, AM a fost de mult înlocuită cu o singură bandă laterală și modulație de frecvență. Cu toate acestea, AM are două avantaje, datorită cărora este încă utilizat în emisiunile străine KSDV, în ciuda încercărilor nereușite de digitalizare. În primul rând, este necesar un receptor foarte simplu și ieftin pentru a primi un semnal AM. În sistemele de comunicații radio, numărul de receptoare radio, de regulă, este egal cu numărul de transmițătoare radio și complexitatea construirii, de exemplu, a unui receptor cu o singură bandă pe fundalul unui transmițător cu o singură bandă disponibil în același design al postului de radio, nu joacă un rol. În schimb, în ​​radiodifuziune, unde există de milioane de ori mai multe receptoare decât transmițătoare, simplitatea receptorului (și prețul acestuia) determină în întregime economia industriei și capacitatea de ascultare a transmisiilor. În al doilea rând, atunci când nivelul semnalului AM scade la zgomot, nu se păstrează doar inteligibilitatea vorbirii umane și naturalețea acesteia, ci chiar și recunoașterea operelor muzicale. Ambele avantaje nu au fost încă depășite de niciun alt sistem de modulație în aceleași game de frecvență. Deci, AM va trăi mult timp la radio. La fel cum sunt totuși tuburile radio în etapele de ieșire ale emițătoarelor puternice! Tranzistorii, din păcate, se simt foarte inconfortabil acolo.

Formarea eficientă a AM se realizează în treapta de ieșire a emițătorului radio prin schimbarea tensiunilor de alimentare pe grila ecranului și anodul lămpii. În același timp, calea de formare a purtătorului, inclusiv etapa de ieșire, poate fi neliniară (modurile clasa B și C) sau chiar digitală (modurile clasa D, E, F). Această construcție a transmițătorului îl face ușor de fabricat, deoarece circuitele digitale au repetabilitate 100% și nu necesită ajustare (cu excepția E). De exemplu, calea digitală a unui emițător AM de putere redusă conceput pentru difuzarea undelor medii, inclusiv etapa de pre-ieșire, a fost deja publicată în revista noastră. Amplificarea liniară a semnalului AM generat în excitator la un nivel scăzut (cum este obișnuit în modulația cu bandă laterală unică) necesită o cale liniară dificil de reglat, reduce puterea de ieșire de 4 ori și eficiența este mai mică de 20% . Dacă transceiver-ul tău SSB de 100 de wați ar avea AM onest (mai degrabă decât amplificarea traseului de linie), atunci puterea semnalului în modul purtător ar fi de 100 de wați, iar la vârful modulației - 400 de wați. Și astfel te mulțumești cu o putere medie de 25 de wați în cel mai bun caz și, în același timp, transceiver-ul consumă aceeași cantitate de la sursa de alimentare ca și cu puterea maximă în modul SSB.

De fapt, modificarea componentei RF a primei armonice a curentului anodic și, ca urmare, a tensiunii pe circuitul oscilator, U a1 = I a1. R k , este produs prin modificarea în timp cu modularea tensiunii pe grila de ecranare a tubului de ieșire. Pentru a preveni supraîncălzirea anodului lămpii la amplitudini mici ale tensiunii de ieșire (pentru a crește eficiența), tensiunea de alimentare a anodului este, de asemenea, modificată în timp odată cu modulația, astfel încât la orice valoare a curentului anodului ar fi fie 110 - 120% din tensiunea RF de pe circuit. Acesta este principiul modulării anod-ecran - AEM (Fig. 1).

Mai există o regulă AEM importantă: pentru orice valoare a semnalului de modulație, tensiunea de pe grila de ecranare a lămpii trebuie să fie mai mică decât tensiunea anodului și să mențină același raport cu acesta ca în absența modulației. Această regulă trebuie respectată în circuite, astfel încât în ​​timpul funcționării emițătorului să fie imposibilă încălcarea acesteia, altfel lampa de etapă de ieșire va eșua pe grila ecranului. Grila se va topi.

Este posibil să se implementeze însumarea tensiunilor constante de alimentare cu cele cu modulare variabilă în cel puțin două moduri. Prima, cea mai simplă, care îmi vine imediat în minte este conectarea a două surse de tensiune în serie - o sursă constantă E a sau E g2 și un semnal de modulație alternativ U am sau U g2 m, așa cum se arată în Figura 2. Totul pare să fie bine, cu excepția a două „DAR” serioase. În primul rând, componenta constantă a curentului anodic trece prin sursa de tensiune modulantă. Aceasta înseamnă că transformatorul de modulație de ieșire trebuie să funcționeze cu polarizare (și să aibă aproape dublul secțiunii transversale a miezului și un spațiu nemagnetic) sau, pentru a compensa curentul de polarizare, treapta de ieșire a modulatorului trebuie să fie unică. s-a încheiat și funcționează în modul clasa A (Aceasta este încă o sobă!). Dacă vorbim despre puteri în unități de wați, atunci acest lucru este destul de fezabil din punct de vedere tehnic. Dacă transmițătorul trebuie să aibă o putere de zeci și sute de wați, atunci transformatorul de modulație crește foarte mult în dimensiune și cost. Al doilea „NU”: transformatorul de modulație este la o tensiune anodică cu potențial ridicat. Prin urmare, este necesar să se plaseze izolație de înaltă tensiune între înfășurările sale, ceea ce complică grav proiectarea transformatorului și crește riscul defecțiunii acestuia. Ca urmare, un astfel de transformator trebuie calculat și fabricat individual pentru fiecare transmițător proiectat și nu poate fi unificat din motive tehnice și economice. Adică, simplitatea aparentă a schemei se transformă în dificultăți tehnologice serioase.

Cu toate acestea, amintindu-ne a doua lege a lui Kirchhoff și adăugarea tensiunilor la o sarcină comună folosind două reactanțe în circuitul fiecărei surse, puteți desena un circuit de însumare paralel (Fig. 3). Schema a devenit mai complexă. Are două lanțuri LC suplimentare. Cu toate acestea, transformatorul de modulație este deja la potențial zero și nu are nicio polarizare!!! Adică, puteți utiliza o ieșire standard sau chiar un transformator de putere ca calitate, și nu să îl proiectați și să-l bobinați singur. Prejudecățile inevitabile ale inductanțelor a trecut de la transformator la șocuri de joasă frecvență, care există și ele standard și, de asemenea, nu trebuie să fie înfășurate independent. O diferență mare de potențial a intrat în condensatorii de izolare, ceea ce este tipic pentru ei. Ca aceasta. Cu puțină gândire, complicând ușor circuitul, puteți simplifica implementarea acestuia și crește fiabilitatea!

Calculul elementelor circuitului. Date inițiale pentru calcul: banda de frecvențe modulante, tensiunile de alimentare ale anodului Ua, grila ecranului Ug2 și curenții de consum al treptei de ieșire a emițătorului Ia și Ig2. Să efectuăm imediat calculul pe un exemplu specific. Fie F min = 50 Hz, F max = 8000 Hz (difuzare AM, clasa de emisie 16K0A3EGN), tensiunea de alimentare a anodului va fi de 400 volți, tensiunea grilei ecranului va fi de 175 volți. Consumul de curent în circuitul anodic este de 300 mA, în circuitul grilă ecranului de 30 mA. O pereche de lămpi 6P45S este recunoscută într-un mod relativ ușor.

Circuitul anodic.

Rezistența de sarcină echivalentă a modulatorului în circuitul anodic:

1. Ra = Ua / Ia; sau în cifre: Ra = 400 / 300 = 1,333 kΩ.

La frecvența de modulație inferioară Fmin, este permisă o blocare a răspunsului în frecvență de 3 dB. Prin urmare, rezistența inductivă a bobinei de modulație a anodului X LDr1 trebuie să fie cel puțin Ra. Asa de:

2. L Dr1 \u003d Ra / (2 π Fmin) \u003d 1333 / (2 * 3,14 * 50) \u003d 4,24 G. Să luăm cu o marjă L Dr1 \u003d 5 G.

Să setăm factorul maxim de modulație de lucru m. La m = 100%, există o probabilitate mare de supramodulare și distorsiune, așa că vom presupune că adâncimea maximă de modulare de lucru (în așa-numitul „mod sinus” - reglaj după ton) este de 90%. Atunci:

3. Ua m \u003d Ua * m \u003d 400 * 0,9 \u003d 360 volți.

Cu toate acestea, deoarece factorul de vârf minim (raportul dintre tensiunea de modulare a celui mai puternic sunet și nivelul mediu) pentru vorbire și muzică nu este niciodată mai mic de 3 (pentru concertele de muzică simfonică, factorul de vârf poate ajunge la 7), adâncimea medie de modulare va fi:

4. m cf \u003d m / q \u003d 0,9 / 3 \u003d 0,3 sau 30%

În consecință, tensiunea medie de modulare în circuitul anodic:

5. Ua m cf \u003d Ua * m cf \u003d 400 * 0,3 \u003d 120 volți.

Doi curenți curg prin inductanța Dr1 în modul de funcționare: o constantă de 300 mA și un curent alternativ, determinate de tensiunea medie de modulare și reactanța inductei la frecvența de modulație inferioară. Este important ca la valoarea maximă a curentului, inductorul să nu fie magnetizat. Prin urmare, considerăm tensiunea de modulație de vârf la m = 0,9.

6. Amplitudinea curentului I Dr1 ~ = Uam / (2 π Fmin L Dr1) = 360 / (2 * 3,14 * 50 * 5) = 0,229 A.

Alegerea valorii maxime a curentului inductorului, spre deosebire de circuitele filtrului de netezire, trebuie aleasă nu în funcție de efectul termic, ci în funcție de amplitudinea maximă a curentului, astfel încât inductorul să nu se magnetizeze la vârfurile modulației. semnal. Luând în considerare o declinare de 3 dB la frecvența de operare inferioară, valoarea curentă pentru care ar trebui proiectată șocul anodului este:

7. I Dr1 = Ia + I Dr1 ~ * m * 0,707 = 300 + 229 * 0,9 * 0,707 = 446 mA.

Conform tabelului de șocuri standard de joasă frecvență din seria „D”, selectăm D48-2,5-0,4. Parametrii săi sunt: ​​inductanța 2,5 henry la un curent de funcționare de 400 mA, rezistență activă 54 Ω, tensiunea alternativă maximă a frecvenței rețelei pe înfășurare, la curentul maxim de funcționare, este de 11 volți (amplitudine - 15,6 V). Astfel, valoarea de vârf a curentului pentru inductorul D48 va fi: 0,4 + 15,6 / (2 * 3,14 * 50 * 2,5) = 420 mA. Depășirea amplitudinii curentului peste valoarea maximă - 26 mA sau 6,2%. Adică, în vârful modulației, inducția în nucleu nu va fi de 1,6 Tesla, ci cu 6,2% mai mult, adică de 1,7 Tesla. Zona graficului de magnetizare pentru circuitele magnetice cu bandă de 1,6 - 1,7 Tesla este deja caracterizată printr-o neliniaritate semnificativă, deși miezul nu este încă saturat. Cu toate acestea, dacă frecvența de modulație inferioară nu este de 50 Hz, ci cu 6,2% mai mare, adică de 53 Hz (când ascultați muzică de la un receptor radio, practic nu se observă), atunci nu va exista nicio intrare în regiunea neliniară. Cu toate acestea, în filtrul de intrare al semnalului de modulație, înainte de a-l aplica modulatorului, va fi necesar să se asigure o blocare suplimentară a răspunsului în frecvență cu 6,2% la frecvența de operare inferioară. Cu toate acestea, puteți alege un șoc cu un curent de funcționare în mod deliberat mare, de exemplu, D47-1.2-0.56 și conectați 4 bucăți în serie. Dacă, totuși, lăsăm alegerea D48-2.5-0.4, atunci pentru a obține o inductanță de 5 G, pornim două astfel de șocuri în serie. Căderea tensiunii de alimentare a anodului pe rezistența activă a inductorului compozit (două D48 conectate în serie) va fi:

8. U Dr1 \u003d Ia * 2 * R Dr1 \u003d 0,3 * 2 * 54 \u003d 32,4 V.

Astfel, tensiunea anodului necesară de la ieșirea redresorului, ținând cont de pierderile din inductor, va fi:

9. Ea \u003d Ua + U Dr1 \u003d 400 + 32,4 \u003d 433 V.

Condensatorul de separare Cp1 funcționează pentru conectarea în paralel a rezistenței active a circuitului anod al transmițătorului Ra și rezistența inductivă a bobinei de modulație X LDr1, al cărui modul este:

10. Za = √1/(1/R 2 a +1/X 2 LDr1) = √1/(1/1333 2 +(2*3,14*50*5) 2) = √1/(1/1333 2 +1 /1571 2) = 1016Ω.

La frecvența inferioară Fmin, reactanța X Cp1 nu trebuie să fie mai mare de 1/5 din Za. În acest fel:

11. Cp 1 \u003d 5 / (2 π Fmin Za) \u003d 5 / (2 * 3,14 * 50 * 1016) \u003d 15,7 uF.

Aplicam ratingul standard de 20 microfarad la 600 V și tipul de condensator MBGO-2.
Condensatorul de blocare Sat 1, instalat în imediata apropiere a bobinei anodului, este conectat în paralel cu condensatorul de ieșire al filtrului redresorului anodic. Prin urmare, deși reactanța sa capacitivă ar trebui să fie de 20-50 de ori mai mică decât Za, cu toate acestea, în modulator este posibil să o setați la o capacitate minimă, de exemplu, egală cu Cp 1, iar condensatorul de ieșire al filtrului redresor Ea va preia restul capacității. Principalul lucru este că capacitatea lor totală nu ar trebui să fie mai mică de

12. Sat total \u003d (20 ... 50) / (2 π Fmin Za) \u003d (20 ... 50) / (2 * 3,14 * 50 * 1016) \u003d (63 ... 157) μF.

Adică, dacă instalați un condensator de 20 uF ca Sat 1 și, de exemplu, doi condensatori electrolitici de 150 uF conectați în serie cu o capacitate totală de 75 uF sunt instalați la ieșirea redresorului, atunci totul va funcționa bine. . Ei bine, sau puteți găsi 50 sau 100 de microfarad la 600 de volți de la tipuri mai moderne, de exemplu K75-40b.
Puterea dată de modulator circuitului anodic al emițătorului la m = 90%, ținând cont de pierderile de rezistență activă a bobinei de modulație compozită:

13. Pm a \u003d U 2 am / (2 * Ra) + (I Dr1 ~ / q) 2 * 2 * R Dr1 \u003d 360 2 / (2 * 1333) + (0,054 /) 2 * 2 * 54 \u003d 48,6 + 3,5 = 52,1 wați.

Cu m = 1, această putere ar fi de 64 W, iar cu m = 0,3 ar fi necesari doar 5,7 W.

Circuit grilă ecran.

Pentru liniaritatea modulației, este necesar să se mențină același raport de tensiune la vârful inferior (la tensiunile minime Ua min și Ug 2min) ca și în modul de repaus. Acesta este,

14. Ua / Ug 2 \u003d Ua min / Ug 2min \u003d 400 / 175 \u003d 2,29

La m = 0,9, tensiunea minimă la anod

15. Ua min \u003d Ua - Ua m \u003d 400 - 360 \u003d 40 volți.

Prin urmare, tensiunea minimă pe grila ecranului la modulație de 90% ar trebui să fie:

16. Ug 2min \u003d Ua min / 2,29 \u003d 40 / 2,29 \u003d 17,5 V.

În acest fel,

17. Ug 2 m \u003d Ug 2 - Ug 2min \u003d 175 - 17,5 \u003d 157,5 V, iar valoarea efectivă este de 111,4 V.

Deoarece sarcina transformatorului de modulație din circuitul rețelei ecranului este neglijabilă în comparație cu circuitul anodului (puterea este de zece ori mai mică), calculul va diferi de circuitul de modulație anodic. Vom alege parametrii circuitului grilei ecranului pe baza sarcinii totale a transformatorului de modulație. Rezistența de sarcină echivalentă a modulatorului din circuitul grilei ecranului, recalculată din circuitul anodic, va fi:

18. Rg 2e \u003d Ra / (Ua / Ug 2) 2 \u003d 1333 / 2,29 2 \u003d 254 Ω;

Această rezistență determină rezistența inductivă necesară a inductorului, care, fiind conectat în paralel cu circuitul rețelei ecranului, nu ar trebui să afecteze răspunsul în frecvență al circuitului, adică ar trebui să fie de cel puțin 5 ori mai mare decât cel original:

19. L Dr2 \u003d 5 Rg 2e / (2 π Fmin) \u003d 5 * 254 / (2 * 3,14 * 50) \u003d 4,04 G. Valoarea standard este 5 G.

Reactanța inductivă a inductorului la frecvența de modulație inferioară va fi:

20. X LDr2 = 2 π F min L DR2 = 2 * 3,14 * 50 * 5 = 1571 Ω.

Rezistența circuitului grilei ecranului

21. Rg 2 \u003d Ug 2 / Ig 2 \u003d 175 / 30 \u003d 5,833 kΩ.

Se vede clar că Rg 2 >> Rg 2e, (5833 >> 254) și transformatorul de modulație funcționează aproape la relanti de-a lungul circuitului grilei ecranului. Rezistența Rg 2 determină puterea consumată de la modulatorul rețelei ecranului:

22. Pm g2 \u003d U 2 g 2 m / (2 * Rg 2) \u003d 157,5 2 / (2 * 5833) \u003d 2,1 W.

De asemenea,

23. pentru m = 1; Pm g2 = 2,65 W, iar pentru m = 0,3; Pm g2 = 0,24 W.

Pentru a limita curentul rețelei ecranului (pentru a proteja lampa în cazul nepotrivirii sarcinii), precum și pentru a preveni fenomenele de rezonanță în circuitul de modulație, este necesar să conectați o rezistență în serie la inductor cu o valoare egală cu X LDr2 sau mai mult. La R \u003d X LDr2, modulul de impedanță al circuitului RL rezultat va fi:

24. Zg 2 \u003d X LDr2 * √ 2 \u003d 2222 Ω

În consecință, amplitudinea curentului alternativ de modulare în circuitul RL va fi:

25. I Dr2 ~ = (Ug 2 m m) / Zg 2 = (157,5 * 0,9) / 2222 = 0,064 A.

Și curentul de vârf prin inductor va fi

26. I Dr2 = Ig 2 + I Dr2 ~ = 30 + 64 = 94 mA.

Alegem o accelerație standard D22-5-0.1. Parametrii săi sunt: ​​inductanța 5 henry la un curent de lucru de 100 mA, rezistența activă 326 Ω când înfășurările sunt conectate în serie.

27. Deoarece D22-5-0.1 are deja propria rezistență activă a înfășurării de 326 Ω, este necesar să adăugați R = X LDr2 - R Dr2 = 1571 - 326 = 1245 Ω.

Valoarea standard mai mare este de 1,3 kΩ.
Condensatorul de izolare Cp2 funcționează pentru conectarea în paralel a rezistenței complexe a circuitului inductor Zg 2, = 2,222 kΩ (fază = 45 °) și rezistența activă a rețelei ecranului Rg 2 = 5,833 kΩ, al cărui modul de rezistență total, luand in considerare faza, este:

28. Zg 2Rg2 = √1/[(1/Rg 2 + cos / Zg 2) 2 + (sin / Zg2) 2 ] = √1/[(1 / 5,833 + 0,707 / 2,222) 2 + (0,707 / 2,222) 2 ] = √1/(0,24 + 0,1) = 1,715 kΩ

La frecvența inferioară Fmin, reactanța X Cp2 nu trebuie să fie mai mare de 1/5 din Zg 2Rg2. În acest fel:

29. Cp 2 \u003d 5 / (2 π Fmin Zg 2Rg2) \u003d 5 / (2 * 3,14 * 50 * 1715) \u003d 9,3 μF.

Aplicam ratingul standard de 10 microfarad la 300 V și tipul de condensator MBGO-2.
Condensatorul de blocare Sb2, instalat în imediata apropiere a rezistenței R, este conectat în paralel cu condensatorul de ieșire al filtrului redresor ecran. Prin urmare, deși reactanța sa capacitivă ar trebui să fie de 20-50 de ori mai mică decât Zg2, cu toate acestea, în modulator este posibil să o setați la o capacitate minimă, de exemplu, egală cu Cp 2, și condensatorul de ieșire al filtrului redresor Eg 2 va prelua restul capacității. Principalul lucru este că capacitatea lor totală nu ar trebui să fie mai mică de

30. Sat total \u003d (20 ... 50) / (2 π Fmin Zg 2) \u003d (20 ... 50) / (2 * 3,14 * 50 * 2222) \u003d (29 ... 72) μF.

Adică, dacă instalați un condensator de 10 uF ca Sat 2 și, de exemplu, un condensator de 47 uF este instalat la ieșirea redresorului, atunci totul va funcționa cât mai bine posibil. Ei bine, sau, dacă nu vă plac electroliții, puteți pune un condensator de 30 de microfarad la 300 de volți MBGO-2. La proiectarea unui anumit circuit, aceste rapoarte de proiectare sunt de referință, care nu trebuie încălcate, în timp ce implementarea circuitului poate fi diferită în funcție de tipul de transformator de putere utilizat și de circuitul redresor. Atunci când se calculează filtrele de netezire pentru a furniza factorul de ondulare dorit, capacitățile condensatoarelor se pot dovedi a fi mai mari decât cele calculate și apoi trebuie setate în mod corespunzător. La m = 0,9 (și la o frecvență de modulație mai mică de 50 Hz), pierderea de putere a modulatorului pe rezistența activă a circuitului va fi:

31. R RDr2 \u003d I 2 Dr2 ~ * (R + R Dr2) \u003d 0,064 2 * (1300 + 326) / 2 \u003d 3,33 W.
32. La m = 1 Р RDr2 = 4,1 W și la m = 0,3; Р RDr2 = 0,37 W.
33. Mai mult, 0,064 2 * 1300 = 2,66 W la m = 0,9; 3,29 W la m = 1; 0,3 W la m = 0,3

dintre ele vor fi disipate de rezistorul R la o frecvență de modulație de 50 Hz. Puterea furnizată de modulator către circuitul rețelei ecranului la o adâncime de modulație de 90% și modul sinusoid (q = 1):

34. Pm g2Rdr2 \u003d Pm g2 + P Rdr2 \u003d 2,1 + 3,33 \u003d 5,43 W.

Puterea totală a modulatorului la o adâncime de modulație de 90% și q = 1 va fi:

35. Pm \u003d Pm a + Pm g2Rdr2 \u003d 52,1 + 5,43 \u003d 57,5 ​​W.

Pentru modulația sinusoidală 100% la 50 Hz, va fi necesară puterea modulatorului

36. Pm \u003d 64 + 2,65 + 4,1 \u003d 70,8 W.

Pe măsură ce frecvența crește, pierderea de putere prin rezistorul R va scădea liniar. În timpul funcționării normale a emițătorului pe programe conversaționale și muzicale (q = 3), puterea necesară de la modulator este: 5,7 + 0,24 + 0,3 = 6,24 wați. Și ținând cont de eficiența transformatorului de modulație - 6,9 W. Aici merită să acordați atenție dependenței pătratice a puterii modulatorului de adâncimea modulației. Striking este o diferență de 10 ori în puterea medie de modulare în timpul funcționării normale pe un semnal muzical și conversațional real - 6,9 W și în modul sinus și modulație 100% mai mult de 70 W. Prin urmare, modulatorul emițătorului AM nu este necesar să furnizeze putere maximă continuă în modul sinusoid. Principalul lucru este că la vârfurile semnalului de modulație poate furniza o amplitudine a tensiunii de ieșire egală cu tensiunea de alimentare a anodului etajului de ieșire. Pentru AEM, aproape orice modulator de putere relativ scăzută (în regiunea 20 - 60 W), capabil să furnizeze tensiunea de modulație maximă și rezistent la supraîncărcări de curent pe termen scurt, este potrivit. În acest mod, tranzistorul și în special tubul UMZCH cu o ieșire de transformator pot funcționa foarte bine. Circuitele integrate UMZCH cu o ieșire fără transformator, din păcate, nu oferă vârfuri de tensiune la o putere mai mică, iar atunci când sunt utilizate, microcircuitul UMZCH trebuie proiectat pentru puterea maximă a modulatorului, adică 80 W, ținând cont de eficiența modulației. transformator. Scăderea alimentării cu tensiune continuă a rețelei ecranului asupra rezistenței active a inductorului R Dr2 și a rezistenței suplimentare R va fi:

37. U RDr2 \u003d Ig 2 * (R + R Dr2) \u003d 0,03 * (1300 + 326) \u003d 49 V.

Și tensiunea de alimentare a circuitului rețelei ecranului la ieșirea redresorului ar trebui să fie:

38. De exemplu, 2 \u003d Ug 2 + U Rdr2 \u003d 175 + 49 \u003d 224 volți.

Puterea DC disipată de rezistența R va fi:

39. I 2 g2 * R \u003d 0,03 2 * 1300 \u003d 0,9 W.

Ținând cont de faptul că o parte din puterea modulatorului este încă disipată pe acesta, la m = 0,3, puterea totală disipată pe rezistorul R va fi:

40. P R \u003d I 2 Dr2 ~ * R + I 2 g2 * R \u003d 0,3 + 0,9 \u003d 1,2 W.
41. Cu toate acestea, cu modulație de 90% la 50 Hz, acest rezistor va disipa PR90 = 0,3 + 3,29 = 3,6 W.

Selectăm cu o marjă mare două rezistențe cu o putere de 2 W și o valoare nominală de 2,7 kΩ, conectate în paralel. Evaluare de tip: MLT sau S2-23 - 2 W - 2,7 kΩ ± 5%. Deoarece valoarea nominală de 1,35 kΩ s-a dovedit a fi diferită de 1,3 kΩ calculată, atunci este necesar să se recalculeze tensiunea de alimentare a circuitului rețelei ecranului:

42. U RDr2 \u003d Ig 2 * (R + R Dr2) \u003d 0,03 * (1350 + 326) \u003d 50,3 V.
43. De exemplu, 2 \u003d Ug 2 + U Rdr2 \u003d 175 + 50 \u003d 225 volți.

La frecvența de modulație inferioară de 50 Hz, la vârfurile care ating 100%, o putere de 4,2 W va fi disipată pe rezistența compozită, dar deoarece acest mod nu este standard și practic de neatins în funcționarea transmițătorului, astfel de explozii de scurtă durată pentru două rezistențe de 2 wați fiecare la o putere medie care nu depășește 1,2 W sunt destul de acceptabile.

transformator de modulație. Trebuie să mențină liniaritatea caracteristicii de transfer pe întreaga gamă de tensiuni de modulare. În modul nominal (cu un factor de modulație de 90%), ar trebui să aibă o amplitudine a tensiunii de 360 ​​de volți pe înfășurarea anodului și o amplitudine a tensiunii de 157,5 volți pe înfășurarea ecranului (parte a anodului înainte de robinet). În același timp, este de dorit ca transformatorul să permită o suprasarcină de tensiune de 10% la vârfurile de modulație de până la 100%.

Să recalculăm aceste tensiuni în unele eficiente. Obținem 254,6 V și 111,4 V.

Examinând parametrii transformatoarelor standard produse de industria noastră, este izbitoare o potrivire foarte exactă cu valorile calculate ale tensiunii înfășurărilor de rețea pentru transformatoarele de putere din seriile TAN și TN. Cele două înfășurări de rețea disponibile pentru aceste transformatoare sunt nominale pentru 127 volți și au o rotiță de 110 volți.

Pornind ambele înfășurări în serie, obținem o tensiune de 254 volți, iar de la robinetul unei înfășurări - 110 volți. Cred că meciul este foarte precis! Cu toate acestea, transformatoarele VT au robinete suplimentare pe înfășurarea rețelei, ceea ce vă permite să selectați cu precizie raportul dintre tensiunile de modulare a anodului și ecranului pentru alte tipuri de tuburi radio.

Acum cu putere. Deoarece modul sinusoid la modulația de 90% este standard, transformatorul trebuie să ofere un transfer de putere de 58,2 wați.

Alegem un transformator de putere standard ТН46-127/220-50 ca transformator de modulație. Deoarece transformatoarele sunt reversibile, îl vom folosi „de la ieșire la intrare”.

Parametrii săi (Fig. 4):

Deoarece abaterile normalizate pe termen lung ale tensiunii rețelei pot fi de ± 10% din valoarea nominală, transformatorul de putere este proiectat nu numai pentru o suprasarcină de 10%, ci și pentru funcționarea normală la o tensiune cu 10% mai mare decât cea nominală. Și un modulator cu un astfel de transformator va oferi cu ușurință o modulație de 100% la o frecvență de operare mai mică de 50 Hz. Prin conectarea în serie a înfășurărilor de șase volți ale transformatorului de modulație, obținem că, cu un factor de modulație m = 0,9, puterea modulatorului Pm = 58 W și tensiunea nominală a celor patru înfășurări Um = 25,2 volți, rezistența de intrare. a circuitului de semnal de modulație a curentului alternativ va fi:

1. Rm \u003d U 2 m / Pm \u003d 25,2 2 / 58 \u003d 11 Ω.

Cu alte cuvinte, dacă aveți o gospodărie obișnuită UMZCH cu o putere de 30 - 80 W, care, pe o coloană cu o rezistență de 8, 12 sau 16 Ω, poate dezvolta o tensiune de 24 - 28 volți, atunci puteți utiliza este un modulator pentru transmițătorul dvs. AM.

Numeroase circuite de tub push-pull UMZCH cu transformatoare TAN și TN publicate de mine în revista RADIO din 2005 până în 2008 nu sunt altceva decât publicații preliminare ale modulatoarelor cu un sunet plăcut, asemănător tubului, pentru emițătoare de emisie AM de putere redusă. Trebuie doar să introducă o corecție a răspunsului în frecvență, astfel încât să fie observată o tăietură de 3 dB la frecvența de modulație superioară Fmax = 7,5 ... 8 kHz și să instaleze un filtru notch cu o suprimare de cel puțin 40 dB la o frecvență de 9. kHz pentru a asigura clasa de emisie 16K0A3EGN în conformitate cu reglementările radio internaționale. Și tubul UMZCH pentru 6N23P și 6P43P publicat în secțiunea „Pentru începători” este un modulator pentru un emițător de emisie de 25 de wați pentru un radiodifuzor individual începător, testat pe două sute de studenți și disponibil pentru fabricare chiar și pentru un boboc al unei universități umanitare. .

Sursa de alimentare din exemplul nostru de calcul ar trebui să furnizeze o tensiune anodică de 433 volți la un curent de 300 mA și o tensiune de alimentare a ecranului de 200 volți la un curent de 30 mA. Folosim aceleași șocuri în filtrele de netezire ale redresorului ca și în schema de modulație: D48-2.5-0.4 și D22-5-0.1.

Calculul redresoarelor și filtrelor de netezire este dat în manualele radioamatorului.

Folosim standardul TA199-220-50 ca transformator de putere (Fig. 5):

Deoarece transformatorul existent are șase înfășurări cu tensiuni de 80 și 20 de volți, este posibil să se utilizeze două redresoare în punte, separat pentru tensiunea ecranului Eg2 și să se adauge la aceasta tensiunea redresată de la înfășurările rămase pentru a obține valoarea nominală a anodului Ea. , reducând astfel tensiunile de funcționare pe redresoare și filtre de netezire, ceea ce este foarte convenabil. În acest caz, raportul tensiunilor de alimentare Ea și Eg2 se obține automat prin pornirea înfășurărilor transformatorului și va fi menținut pentru eventualele fluctuații ale tensiunii rețelei. Deci, acest circuit nu necesită stabilizarea tensiunii. Să desenăm o diagramă completă:

Tensiunile incandescente și tensiunile de polarizare ar trebui aplicate lămpilor etajului de ieșire al transmițătorului de la un transformator separat și pornite cu unul sau două minute mai devreme, înainte ca tensiunile anodului și ecranului să fie aplicate.

Modulator CLC în modul TLG, o tensiune negativă este aplicată pe grila din jumătatea stângă a lămpii L2, blocând lampa. În acest caz, o tensiune pozitivă mare de la rezistorul R1 deschide jumătatea dreaptă a L2, ceea ce asigură că o tensiune pozitivă este furnizată grilei ecranului L1. În cazul funcționării în modul TLF, semnalul de joasă frecvență care vine în grila din jumătatea stângă a lămpii L2 determină o modificare a curentului anodic al acesteia.

Ca urmare, curentul anodic al jumătății drepte a lămpii L2 și tensiunea ecranului lămpii L1 se schimbă, ceea ce duce la apariția unui semnal modulat la ieșirea emițătorului.Modulatorul CLC practic nu necesită ajustare. Este necesar doar setarea, cu ajutorul potențiometrului R3, a curentului anodic al lămpii L1 în tăcere în modul TLF egal cu 20-25% din valoarea curentului anodic în modul TLT. Dacă acest lucru nu poate fi realizat, creșteți tensiunea de polarizare sau reduceți tensiunea de excitare a lămpii L1. Modulatorul CLC a fost utilizat radio de mult timp. În toate cazurile, calitatea modulației a fost evaluată pozitiv de corespondenți.