Однією з найпоширеніших вимог розробки чи доопрацюванні джерел живлення є збільшення його вихідного струму.

У таких джерелах просте з'єднання однойменних висновків транзисторів зазвичай не дає практичних результатів через нерівномірний розподіл струму між транзисторами. При підвищенні робочої температури нерівномірний розподіл струму між транзисторами стає ще більшим, доки практично весь струм навантаження не потече через один з транзисторів.

Запропонований варіант на рисунку 1 може бути реалізований за умови, що паралельно з'єднані транзистори мають абсолютно ідентичні характеристики та працюють за однакової температури. Така умова практично не реалізується через відносно великі розкиди характеристик біполярних транзисторів. Рис. 2 показує, як здійснювати паралельне включення транзисторів у лінійному джерелі живлення. При такому включенні необхідно використовувати транзистори з близькими параметрами Вст. Транзистори великої потужності повинні встановлюватися на один тепловідвід. Для додаткового вирівнювання струмів у цій схемі в ланцюгах емітерів застосовані резистори R1 та R2. Опір резисторів слід вибирати виходячи з падіння напруги на них в інтервалі робочих струмів, близько 1 вольта або, принаймні, не менше 0,7 вольта. Дана схема повинна застосовуватися з великою обережністю, тому що навіть транзистори одного типу та з однієї партії випуску мають дуже великий розкид за параметрами. Вихід з ладу одного з транзисторів неминуче призведе до виходу з ладу та інших транзисторів у ланцюжку. При паралельному включенні двох транзисторів максимальний сумарний струм колектора не повинен перевищувати 150 відсотків граничного струму колектора одного з транзисторів! Кількість транзисторів, включених за цією схемою, може бути скільки завгодно більшим - все залежить від ступеня необхідної надійності пристроїв, в яких застосовується таке включення транзисторів і допустимого ККД всього пристрою, тому що на резисторах виділяється не маленька теплова потужність. На схемах намальовані р-n-p транзистори, звичайно все сказане буде справедливим і для n-p-n транзистори.

Про один спосіб включення транзисторів

Статичний коефіцієнт посилення струму такого каскаду дорівнює коефіцієнту посилення одного транзистора, так як загальний струм управління рівномірно розподіляється між базами транзисторів. Значно більше посилення можна отримати, якщо включити транзистори за схемою, показаною на рис. 3. Таке включення транзисторів нагадує відомий складовий транзистор, але відрізняється від нього наявністю резистора R, експериментально підбирається. Правильно обраний опір R забезпечує рівномірне розподілення загального струму колектора між транзисторами при одночасному збільшенні загального коефіцієнта посилення. Збільшення коефіцієнта посилення пояснюється тим, що весь струм управління спочатку посилюється транзистором VT1, потім частина струму емітера цього транзистора додатково посилюється транзистором VT2. Переваги включення двох транзисторів за схемою рис. 3 було виявлено при порівняльній експериментальній перевірці обох варіантів схем. Обидві схеми були по черзі зібрані на тих самих примірниках транзисторів П217В. Загальний струм колектора встановлювався рівним 2 А в обох випадках. У разі паралельного включення транзисторів, (рис. 2) рівномірний розподіл струму між транзисторами, було досягнуто під час опору резисторів R1 і R2 дорівнює 0,69 Ом. При цьому струм бази дорівнював 44 мА, напруга між емітером та колектором - 4В. У другому випадку (рис. 3) рівномірний розподіл струму між транзисторами вдалося отримати при опорі резистора R, що дорівнює 0,2 Ом, а те ж напруга між емітером і колектором (4В) - при струмі бази 20 мА. Отже, схема рис. 3 має вдвічі більший статичний коефіцієнт посилення і має більш високий ККД. Така схема може бути використана і для з'єднання транзисторів з різними видами приводності, що неможливо здійснити при включенні транзисторів за схемою рис. 2. Підсилювач за схемою рис. 4 був зібраний на транзисторах П306 та П701. Загальний струм встановлювався рівним 0.4 а. Опір резистора R дорівнює 8 ОМ. При струмі бази, що дорівнює 7 мА, напруга між емітером та колектором склала 7В.
Використовувані інформаційні джерела
1. http://radiocon-net.narod.ru/page16.htm
2. РАДІО № 5 1972р

Нюанс при купівлі принтера (08.07.2017). →Раніше був страшний головний біль від схемотехніки у сфері логіки роботи транзисторів, причому саме з практичним акцентом. Настав час з'єднувати польові та біполярні транзистори паралельно, в результаті дослідів відкрилися дивні властивості полевиків.

Що стосується польовими транзисторами вирівнюючі резистори не потрібні. Але виявився інший нюанс: чим більше транзисторів у паралельному зв'язуванні – тим трохи більше часу потрібно для їх відкриття. Вимірювання робилися на одному і трьох транзисторах AUIRFU4104 (живучі так і не зміг їх убити навіть при частковому відкритті). Тест: 5.18В, 0.21Ом, транзистор. Кінцевий струм був менше 24.6А за рахунок нагрівання проводів та падіння на транзисторах, однак він становив не менше 17А:
- при використанні на затворі такої самої напруги, як на стоку (позитивного), транзистори починають відкриватися повільно, не доходячи до режиму насичення (падає 3.3В). І це при заявленій пороговій напрузі відкриття 2-4В (можливо, це нижній поріг відкриття: мінімум і максимум мінімальної напруги початку відкриття). Резистор на затворі відсутня, і це не шкодить процесу. Приєднання 910кОм кожному затворі впливає швидкість відкриття транзисторів, але з кінцевий номінал падіння напруги на транзисторах. Транзистори гріються настільки, що закінчуються оловом. Зв'язування відкривається повільніше окремого транзистора відсотків на 10;
- при використанні на затворі напруги, що перевищує на стоку (12В), транзистори моментально входять у режим насичення, падіння становить лише 0.2В по всьому зв'язку. Резистор С5-16МВ 0.2Ом/2Вт вибухнув через 10сек якимись соплами, що застигають на повітрі (вперше бачу резистор з наповнювачем). Транзистори нагрілися менш ніж на 50 градусів, а одиночний –<100 градусов. Резистор на затворе отсутствует, и это не вредит процессу.

(додано 07.07.2017)Уточнено величину падіння напруги на полевиках: 3.3В. Для підтвердження теорії про негативний зворотний зв'язок у біполярників необхідний практичний тест (як було у випадку з

Буквально відразу після появи напівпровідникових приладів, скажімо, транзисторів вони стрімко почали витісняти електровакуумні прилади і, зокрема, тріоди. Нині транзистори займають провідне становище у схемотехніці.

Початківцю, а часом і досвідченому радіоаматору-конструктору, не відразу вдається знайти потрібне схемотехнічне рішення або розібратися у призначенні тих чи інших елементів у схемі. Маючи ж під рукою набір "цеглинок" з відомими властивостями набагато легше будувати "будівлю" того чи іншого пристрою.

Не зупиняючись докладно на параметрах транзистора (про це досить написано в сучасній літературі, наприклад, в), розглянемо лише окремі властивості та способи їхнього покращення.

Одна з перших проблем, що постають перед розробником, - збільшення потужності транзистора. Її можна вирішити паралельним вмиканням транзисторів (). Токовирівнюючі резистори в ланцюгах емітерів сприяють рівномірному розподілу навантаження.

Виявляється, паралельне включення транзисторів корисне як збільшення потужності при посиленні великих сигналів, а й зменшення шуму при посиленні слабких. Рівень шумів зменшується пропорційно до кореня квадратного з кількості паралельно включених транзисторів.

Захист від перевантаження струмом найбільш просто вирішується введенням додаткового транзистора (). Недолік такого самозахисного транзистора - зниження ККД через наявність датчика струму R. Можливий варіант удосконалення показаний на . Завдяки введенню германієвого діода або діода Шоттки можна в кілька разів зменшити номінал резистора R, а значить, і потужність, що розсіюється на ньому.

Для захисту від зворотної напруги паралельно висновкам емітер-колектор зазвичай включають діод, як, наприклад, складових транзисторах типу КТ825, КТ827.

При роботі транзистора в ключовому режимі, коли потрібне швидке його перемикання з відкритого стану в закритий і назад, іноді застосовують RC-ланцюжок, що форсує (). У момент відкриття транзистора заряд конденсатора збільшує його базовий струм, що сприяє скороченню часу включення. Напруга на конденсаторі досягає падіння напруги на базовому резистори, викликаного струмом бази. У момент закриття транзистора конденсатор, розряджуючись, сприяє розсмоктування неосновних носіїв у основі, скорочуючи час вимкнення.

Підвищити крутість транзистора (ставлення зміни струму колектора (стоку) до зміни напруги на базі (затворі) при постійному Uке Uсі), що викликало його зміни, можна за допомогою схеми Дарлінгтона (). Резистор в ланцюзі бази другого транзистора (може бути відсутнім) застосовують для завдання струму колектора першого транзистора. Аналогічний складовий транзистор з високим вхідним опором (завдяки застосуванню польового транзистора) представлений на . Складові транзистори представлені на рис. і зібрані на транзисторах різної провідності за схемою Шиклаї.

Введення в схеми Дарлінгтона і Шікла додаткових транзисторів, як показано на рис. і збільшує вхідний опір другого каскаду по змінному струму і відповідно коефіцієнт передачі. Застосування аналогічного рішення у транзисторах рис. і дає відповідно схеми і, лінеаризуючи крутість транзистора.

Широкополосний транзистор з високою швидкодією представлений на . Підвищення швидкодії досягнуто результаті зменшення ефекту Міллера аналогічно і .

"Алмазний" транзистор за патентом ФРН представлений на . Можливі варіанти його увімкнення зображені на . Характерна риса цього транзистора - відсутність інверсії на колекторі. Звідси і збільшення вдвічі здатності навантаження схеми .

Потужний складовий транзистор з напругою насичення близько 1,5 зображений на рис.24. Потужність транзистора може бути значно збільшена шляхом заміни транзистора VT3 на складовий транзистор ().

Аналогічні міркування можна навести і транзистора p-n-p типу, і навіть польового транзистора з каналом p-типа. При використанні транзистора в якості регулюючого елемента або в ключовому режимі можливі два варіанти включення навантаження: ланцюг колектора () або ланцюг емітера ().

Як видно з наведених формул, найменше падіння напруги, а відповідно і мінімальна потужність, що розсіюється, - на простому транзисторі з навантаженням в ланцюги колектора. Застосування складеного транзистора Дарлінгтона та Шиклаї з навантаженням у ланцюги колектора рівнозначне. Транзистор Дарлінгтон може мати перевагу, якщо колектори транзисторів не об'єднувати. При включенні навантаження в ланцюг емітера перевага транзистора Шиклаї очевидна.

Література:

1. Степаненко І. Основи теорії транзисторів та транзисторних схем. - М: Енергія, 1977.
2. Патент США №4633100: Публ. 20-133-83.
3. А.с. 810093.
4. Патент США 4730124: Публ.22-133-88. - С.47.

1. Збільшення потужності транзистора.

Резистори в ланцюгах емітерів необхідні рівномірного розподілу навантаження; рівень шумів зменшується пропорційно квадратному кореню із кількості паралельно включених транзисторів.

2. Захист від перевантаження струмом.

Недолік-зниження ККД через наявність датчика струму R.

Інший варіант - завдяки введенню германієвого діода або діода Шоттки можна в кілька разів зменшити номінал резистора R, і на ньому розсіюватиметься менша потужність.

3. Складовий транзистор із високим вихідним опором.

Через каскодне включення транзисторів значно зменшений ефект Міллера.

Інша схема - рахунок повної розв'язки другого транзистора від входу і живлення стоку першого транзистора напругою, пропорційним вхідному, складовий транзистор має ще вищі динамічні характеристики (єдина умова - другий транзистор повинен мати вищу напругу відсічення). Вхідний транзистор можна замінити біполярним.

4. Захист транзистора від глибокого насичення.

Запобігання прямому зміщенню переходу база-колектор за допомогою діода Шоттки.

Більш складний варіант – схема Бейкера. При досягненні напругою на колекторі транзистора напруги бази "зайвий" базовий струм скидається через колекторний перехід, запобігаючи насичення.

5. Схема обмеження насичення щодо низьковольтних ключів.

З датчиком струму основи.

З датчиком струму колектора.

6. Зменшення часу увімкнення/вимкнення транзистора шляхом застосування форсуючого RC ланцюжка.

7. Складовий транзистор.

Схема дарлінгтону.

Схема Шіклаї.

МОП (буржуйською MOSFET) розшифровується як Метал-Оксид-Напівпровідник із цього скорочення стає зрозумілою структура цього транзистора.

Якщо на пальцях, то в ньому є напівпровідниковий канал, який служить як би однією обкладкою конденсатора і друга обкладка - металевий електрод, розташований через тонкий шар оксиду кремнію, який є діелектриком. Коли на затвор подають напругу, то цей конденсатор заряджається, а електричне поле затвора підтягує до каналу заряди, внаслідок чого в каналі виникають рухомі заряди, здатні утворити електричний струм і опір стік - витік різко падає. Чим вище напруга, тим більше зарядів і нижчий опір, в результаті опір може знизитися до мізерних значень — соті частки ома, а якщо піднімати напругу далі, то станеться пробою шару оксиду і транзистора хана.

Гідність такого транзистора, порівняно з біполярним, очевидна — на затвор треба подавати напругу, але так як там діелектрик, то струм буде нульовим, а отже, необхідна потужність на керування цим транзистором буде мізерною, За фактом він споживає тільки в момент перемикання, коли йде заряд і розряд конденсатора.

Нестача ж випливає з його ємнісної властивості – наявність ємності на затворі потребує великого зарядного струму під час відкриття. Теоретично, рівного нескінченності на нескінченно малому проміжку часу. А якщо струм обмежити резистором, то конденсатор заряджатиметься повільно - від постійного часу RC ланцюга нікуди не дінешся.

МОП Транзистори бувають P та Nканальні. Принцип у них той самий, різниця лише в полярності носіїв струму в каналі. Відповідно в різному напрямку керуючого напруги та включення в ланцюг. Найчастіше транзистори роблять у вигляді компліментарних пар. Тобто дві моделі з абсолютно однаковими характеристиками, але одна з них N, а інша P канальні. Маркування в них зазвичай відрізняється на одну цифру.

У мене найходовішими МОПтранзисторами є IRF630(n канальний) та IRF9630(p канальний) свого часу я наставив їх з півтора десятка кожного виду. Маючи не дуже габаритний корпус TO-92цей транзистор може хвацько протягнути через себе до 9А. Опір у відкритому стані має всього 0.35 Ома.
Втім, це досить старий транзистор, зараз уже є речі і крутіші, наприклад IRF7314, здатний протягнути ті ж 9А, але при цьому він уміщається в корпус SO8 - розміром з зошит.

Однією з проблем стикування MOSFETтранзистора та мікроконтролера (або цифрової схеми) є те, що для повноцінного відкриття до повного насичення цього транзистора треба вкотити на затвор досить більше напруги. Зазвичай, це близько 10 вольт, а МК може видати максимум 5.
Тут варіантів три:

Але взагалі, правильніше все ж таки ставити драйвер, адже крім основних функцій формування керуючих сигналів він в якості додаткової фенечки забезпечує і струмовий захист, захист від пробою, перенапруги, оптимізує швидкість відкриття на максимум, загалом, жере свій струм недаремно.

Вибір транзистора теж дуже складний, якщо не морочитися на граничні режими. Насамперед тебе має хвилювати значення струму стоку - I Drain або I Dвибираєш транзистор за максимальним струмом для твого навантаження, краще із запасом відсотків так на 10. Наступний важливий для тебе параметр це V GS— напруга насичення Виток-Затвор або, простіше кажучи, напруга, що управляє. Іноді його пишуть, але частіше доводиться виглядати із графіків. Шукаєш графік вихідний характеристики Залежність I Dвід V DSпри різних значеннях V GS. І прикидаєш який у тебе буде режим.

Ось, наприклад, треба тобі запитати двигун на 12 вольт, зі струмом 8А. На драйвер потупився і маєш тільки 5 вольтовий сигнал керування. Перше що спало на думку після цієї статті — IRF630. По струму підходить із запасом 9А проти необхідних 8. Але глянемо на вихідну характеристику:

Якщо збираєшся загнати на цей ключ ШІМ, то треба поцікавитися часом відкриття та закриття транзистора, вибрати найбільше і щодо часу порахувати граничну частоту, на яку він здатний. Зветься ця величина Switch Delayабо t on,t off, загалом, якось так. Ну а частота це 1/t. Також не зайвою буде подивитися на ємність затвора C issвиходячи з неї, а також обмежувального резистора в затворному ланцюгу, можна розрахувати постійну часу заряду затворного RC ланцюга і прикинути швидкодію. Якщо постійна часу буде більшою за період ШІМ, то транзистор буде не відкриватися/закриватися, а повисне в деякому проміжному стані, так як напруга на його затворі буде проінтегрована цим RC ланцюгом в постійну напругу.

При поводженні з цими транзисторами зважай на той факт, що статичної електрики вони бояться не просто сильно, а дуже сильно. Пробити затвор статичним зарядом більш ніж реально. Так що як купив, відразу ж у фольгуі не діставай поки не запаюватимеш. Попередньо заземлись за батарею і надягни шапочку з фольги:).

Зі зростанням потужності силового обладнання підвищуються вимоги до електроніки управління високовольтним та сильноточним навантаженням. У потужних імпульсних перетворювачах, де елементи працюють одночасно з високими рівнями напруг і струмів, часто потрібне паралельне з'єднання силових ключів, таких, наприклад, як транзистори IGBT, добре працюють в подібних схемах.

Існує безліч нюансів, які необхідно враховувати при паралельному включенні двох та більше IGBT. Один із них - з'єднання затворів транзисторів. Затвори паралельних IGBT можуть підключатися до драйвера через загальний резистор, окремі резистори або комбінацію загального та окремих опорів (Малюнок 1). Більшість фахівців сходиться на думці, що обов'язково слід використовувати окремі резистори. Проте існують вагомі аргументи на користь схеми із загальним резистором.

а) Індивідуальні резистори
б) Загальний резистор
в) Комбіноване включення резисторів
Малюнок 1.	Різні конфігурації схем управління затворами IGBT.

Насамперед при розрахунку схеми з паралельними IGBT потрібно визначити максимальний струм керування транзисторами. Якщо вибраний драйвер не може забезпечити сумарний базовий струм кількох IGBT, доведеться ставити окремий драйвер на кожен транзистор. І тут індивідуальний резистор буде в кожного IGBT. Швидкодії більшості драйверів достатньо, щоб забезпечити інтервал між імпульсами включення та вимкнення в кілька десятків наносекунд. Цей час цілком пропорційно з часом перемикання IGBT, що становить сотні наносекунд.

Для тестування різних конфігурацій резисторів з 22 ON Semiconductor IGBT типу NGTB40N60IHL, що випускаються, були обрані два транзистори з найбільшим взаємним розкидом параметрів. Їхні втрати при включенні становили 1.65 мДж та 1.85 мДж, а втрати при виключенні 0.366 мДж та 0.390 мДж, відповідно. Транзистори розраховані на робочу напругу 600 і струм 40 А.

При використанні одного загального драйвера з окремими 22-омними резисторами, спостерігалося яскраво виражене розбіжність кривих струму в момент вимкнення через невідповідність швидкостей перемикання, нерівності порогів, крутості та зарядів затворів двох приладів. Заміна двох резисторів одним загальним із опором 11 Ом у будь-який момент часу зрівнює потенціали на затворах обох IGBT. У такій конфігурації істотно зменшується перекіс струмів у момент вимкнення. З погляду неузгодженості по постійному струму, конфігурація резисторів значення не має.

Оптимізація параметрів потужних схем з паралельним включенням силових ключів дозволяє підвищити надійність пристрою та покращити його робочі характеристики. Розглянуті у статті схеми управління затворами IGBT – один із факторів підвищення ефективності потужних комутаційних вузлів перетворювальної техніки.